114 年 國立成功大學微電子工程研究所《電子學》

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第 1 題30 分

The common-source (CS) amplifier in Fig. 1 is biased to operate at gm=5g_m = 5 mA/V, and has the following component values: Rsig=100R_{sig} = 100 kΩ\Omega, RG1=47R_{G1} = 47 MΩ\Omega, RG2=10R_{G2} = 10 MΩ\Omega, CC1=0.01C_{C1} = 0.01 μ\muF, Rs=2R_s = 2 kΩ\Omega, Cs=10C_s = 10 μ\muF, RD=4.7R_D = 4.7 kΩ\Omega, RL=10R_L = 10 kΩ\Omega, and CC2=1C_{C2} = 1 μ\muF. Neglect ror_o and find (a) gain (AM=Vo/VsigA_M = V_o/V_{sig}), (b) input pole (fp1f_{p1}), (c) source pole (fp2f_{p2}), (d) source zero (fz1f_{z1}), (e) output pole (fp3f_{p3}), and (f) -3dB frequency (fLf_L).

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核心觀念

低頻共源極放大器的三個耦合/旁路電容分別造成:

  • 輸入耦合電容 CC1C_{C1}:輸入極點 fp1f_{p1}
  • 源極旁路電容 CSC_S:源極極點 fp2f_{p2} 與源極零點 fz1f_{z1}
  • 輸出耦合電容 CC2C_{C2}:輸出極點 fp3f_{p3}

中頻時視所有電容為短路,且題目指定忽略 ror_o。


解題方法

(a) 中頻增益 AM=Vo/VsigA_M=V_o/V_{sig}

源極旁路電容在中頻視為短路,因此源極為交流接地。汲極等效負載為

RD∥RL=4.7×104.7+10 kΩ=3.197 kΩR_D\parallel R_L = \frac{4.7\times 10}{4.7+10}\ \text{k}\Omega = 3.197\ \text{k}\Omega

閘極偏壓電阻為

RG=RG1∥RG2=47∥10 MΩ=8.246 MΩR_G=R_{G1}\parallel R_{G2} = 47\parallel 10\ \text{M}\Omega = 8.246\ \text{M}\Omega

訊號源至閘極的分壓為

vgvsig=RGRsig+RG=8.2460.1+8.246=0.988\frac{v_g}{v_{sig}} = \frac{R_G}{R_{sig}+R_G} = \frac{8.246}{0.1+8.246} = 0.988

共源極中頻電壓增益為

vovg=−gm(RD∥RL)\frac{v_o}{v_g} = -g_m(R_D\parallel R_L)

因此

AM=−gm(RD∥RL)RGRsig+RGA_M = -g_m(R_D\parallel R_L) \frac{R_G}{R_{sig}+R_G} AM=−(5 mA/V)(3.197 kΩ)(0.988)≈−15.8 V/VA_M = -(5\ \text{mA/V})(3.197\ \text{k}\Omega)(0.988) \approx -15.8\ \text{V/V}

(b) 輸入極點 fp1f_{p1}

CC1C_{C1} 所看到的等效電阻為

Req1=Rsig+RGR_{eq1}=R_{sig}+R_G

因此

fp1=12πCC1(Rsig+RG)f_{p1} = \frac{1}{2\pi C_{C1}(R_{sig}+R_G)}

其中

CC1=0.01 μF=10 nFC_{C1}=0.01\ \mu\text{F}=10\ \text{nF}

所以

fp1=12π(10 nF)(100 kΩ+8.246 MΩ)≈1.91 Hzf_{p1} = \frac{1}{2\pi(10\ \text{nF})(100\ \text{k}\Omega+8.246\ \text{M}\Omega)} \approx 1.91\ \text{Hz}

(c)、(d) 源極極點與源極零點

源極阻抗為

ZS=RS∥1sCS=RS1+sRSCSZ_S=R_S\parallel \frac{1}{sC_S} = \frac{R_S}{1+sR_SC_S}

共源極級的源極退化因子為

11+gmZS=1+sRSCS1+gmRS+sRSCS\frac{1}{1+g_mZ_S} = \frac{1+sR_SC_S} {1+g_mR_S+sR_SC_S}

因此:

  • 分子產生源極零點
  • 分母產生源極極點

源極零點:

ωz1=1RSCS\omega_{z1}=\frac{1}{R_SC_S} fz1=12πRSCS=12π(2 kΩ)(10 μF)≈7.96 Hzf_{z1} = \frac{1}{2\pi R_SC_S} = \frac{1}{2\pi(2\ \text{k}\Omega)(10\ \mu\text{F})} \approx 7.96\ \text{Hz}

源極極點:

ωp2=1+gmRSRSCS\omega_{p2} = \frac{1+g_mR_S}{R_SC_S}

因為

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第 2 題15 分

The circuit in Fig. 2 utilizes a voltage amplifier with gain μ\mu in a shunt-shunt feedback topology with a feedback network composed of resistor RF=20R_F = 20 kΩ\Omega, input resistor Rin=2R_{in} = 2 kΩ\Omega, and load resistor RL=∞R_L = \infty.

(a) If the amplifier μ\mu has a DC gain of 10310^3 V/V, an input resistance Rid=100R_{id} = 100 kΩ\Omega, and an output resistance ro=2r_o = 2 kΩ\Omega, find the actual Vo/VsV_o/V_s realized. Also, find RinR_{in} and RoutR_{out}. (15%)

(b) If the amplifier μ\mu has an upper-3dB frequency of 1 kHz and a uniform -20-dB/decade gain rolloff, what is the 3-dB frequency of the gain ∣Vo/Vs∣|V_o/V_s|? (5%)

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核心觀念

本題考查反相電壓放大器的 shunt-shunt 負回授,需考慮:

  • 放大器有限電壓增益 μ\mu
  • 輸入電阻 RidR_{id}
  • 輸出電阻 ror_o
  • 回授電阻 RFR_F
  • 輸入電阻 RS=2 kΩR_S=2\,\text{k}\Omega

圖中的 RSR_S 是回授網路的輸入電阻;題目要求的實際輸入電阻記為 RinR_{\mathrm{in}}。

由於放大器為反相型:

vx=−μviv_x=-\mu v_i

其中 vxv_x 為輸出電阻 ror_o 左端的內部受控電壓源。


(a) 實際電壓增益、輸入電阻與輸出電阻

1. 求 Vo/ViV_o/V_i

輸出端套用 KCL:

Vo−vxro+Vo−ViRF=0\frac{V_o-v_x}{r_o}+\frac{V_o-V_i}{R_F}=0

代入 vx=−μViv_x=-\mu V_i:

Vo+μViro+Vo−ViRF=0\frac{V_o+\mu V_i}{r_o}+\frac{V_o-V_i}{R_F}=0

整理得:

VoVi=−μRF−roRF+ro\frac{V_o}{V_i} = -\frac{\mu R_F-r_o}{R_F+r_o}

代入

μ=1000,RF=20 kΩ,ro=2 kΩ\mu=1000,\quad R_F=20\,\text{k}\Omega,\quad r_o=2\,\text{k}\Omega

因此

A≡VoVi=−1000(20 k)−2 k20 k+2 k=−45.364A\equiv\frac{V_o}{V_i} = -\frac{1000(20\,\text{k})-2\,\text{k}}{20\,\text{k}+2\,\text{k}} =-45.364

2. 求 Vo/VsV_o/V_s

輸入節點套用 KCL:

Vi−VsRS+ViRid+Vi−VoRF=0\frac{V_i-V_s}{R_S} +\frac{V_i}{R_{id}} +\frac{V_i-V_o}{R_F}=0

令 Vo=AViV_o=AV_i,整理:

ViVs=11+RSRid+RS(1−A)RF\frac{V_i}{V_s} = \frac{1} {1+\dfrac{R_S}{R_{id}}+ \dfrac{R_S(1-A)}{R_F}}

所以

VoVs=A1+RSRid+RS(1−A)RF\frac{V_o}{V_s} = \frac{A} {1+\dfrac{R_S}{R_{id}}+ \dfrac{R_S(1-A)}{R_F}}

代入

RS=2 kΩ,Rid=100 kΩ,RF=20 kΩ,A=−45.364R_S=2\,\text{k}\Omega,\quad R_{id}=100\,\text{k}\Omega,\quad R_F=20\,\text{k}\Omega,\quad A=-45.364 VoVs=−45.3641+2100+2(1+45.364)20\frac{V_o}{V_s} = \frac{-45.364} {1+\frac{2}{100} +\frac{2(1+45.364)}{20}} VoVs≈−8.02 V/V\boxed{\frac{V_o}{V_s}\approx -8.02\ \text{V/V}}

3. 求輸入電阻 RinR_{\mathrm{in}}

由訊號源端看入,輸入電流為

Is=Vs−ViRSI_s=\frac{V_s-V_i}{R_S}

因此

Rin=VsIs=RS1−Vi/VsR_{\mathrm{in}}=\frac{V_s}{I_s} =\frac{R_S}{1-V_i/V_s}

由前式:

ViVs=15.656≈0.1768\frac{V_i}{V_s} = \frac{1}{5.656} \approx 0.1768

故

Rin=2 kΩ1−0.1768≈2.43 kΩR_{\mathrm{in}} = \frac{2\,\text{k}\Omega}{1-0.1768} \approx 2.43\,\text{k}\Omega
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第 3 題

Please design a two-stage CMOS op amp, as shown in Fig. 3, for obtaining a dc gain of 4000 V/V. Assume that the available fabrication technology is of the 0.5-μ\mum type for which Vtn=∣Vtp∣=0.5V_{tn} = |V_{tp}| = 0.5 V, kn′=200k_n' = 200 μ\muA/V2^2, kp′=80k_p' = 80 μ\muA/V2^2, VAn′=∣VAp′∣=20V'_{An} = |V'_{Ap}| = 20 V/μ\mum, and VDD=∣VSS∣=1.65V_{DD} = |V_{SS}| = 1.65V. To achieve a reasonable dc gain per stage, use L=1L = 1 μ\mum for all devices. Also, for simplicity, operate all devices at the same ∣Vov∣|V_{ov}|, in the range of 0.2 V to 0.4 V. The current is given to be I=200I = 200 μ\muA and ID6=500I_{D6} = 500 μ\muA, and CcC_c is 1.8 pF.
Please give the values realized for the following parameters (4% each)
(a) input common-mode range,
(b) maximum possible range of the output swing,
(c) output resistance RoR_o,
(d) common-mode rejection ratio (CMRR),
(e) power-supply rejection ratio PSRR+,
(f) power-supply rejection ratio PSRR-,
(g) slew rate (SR),
(h) unit-gain frequency (ftf_t).

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核心觀念

本題先用兩級直流增益的乘積決定共同過驅電壓 VOVV_{OV},再由各管的電流與 VOVV_{OV} 求 gmg_m、ror_o。輸入共模範圍與輸出擺幅由 MOS 飽和所需的電壓餘裕決定;CMRR、PSRR 則分別是差動增益與共模、電源耦合增益的比值。

解題方法與工作點

圖中 M1,M2M_1,M_2 是 PMOS 差動輸入對,M3,M4M_3,M_4 是 NMOS 電流鏡負載,M5,M8M_5,M_8 是 PMOS 偏壓鏡;第二級由 NMOS M6M_6 與 PMOS 負載 M7M_7 組成,補償電容 CCC_C 接在第一級輸出與 VoV_o 之間。供應電壓為 +1.65+1.65 V、−1.65-1.65 V;尾電流 I=200 μAI=200\,\mu\text{A},因此 M1,M2M_1,M_2 靜態電流各為 100 μA100\,\mu\text{A},且 ID6=ID7=500 μAI_{D6}=I_{D7}=500\,\mu\text{A}。

長通道模型下,VA=VA′L=20V_A=V_A'L=20 V。於是第一級各支路的 ro=20 V/100 μA=200 kΩr_o=20\text{ V}/100\,\mu\text{A}=200\,\text{k}\Omega,第二級 M6,M7M_6,M_7 的 ro=20 V/500 μA=40 kΩr_o=20\text{ V}/500\,\mu\text{A}=40\,\text{k}\Omega。故兩級的輸出電阻分別為 100 kΩ100\,\text{k}\Omega 與 20 kΩ20\,\text{k}\Omega。

在共同 VOVV_{OV} 下,

gm1=IVOV,gm6=2ID6VOV.g_{m1}=\frac{I}{V_{OV}},\qquad g_{m6}=\frac{2I_{D6}}{V_{OV}}.

因此兩級電壓增益近似為

A1=IVOV(100 kΩ)=20VOV,A2=2ID6VOV(20 kΩ)=20VOV.A_1=\frac{I}{V_{OV}}(100\,\text{k}\Omega) =\frac{20}{V_{OV}}, \qquad A_2=\frac{2I_{D6}}{V_{OV}}(20\,\text{k}\Omega) =\frac{20}{V_{OV}}.

由 A0=A1A2=4000A_0=A_1A_2=4000,

400VOV2=4000⟹VOV=0.1=0.3162 V.\frac{400}{V_{OV}^2}=4000 \quad\Longrightarrow\quad V_{OV}=\sqrt{0.1}=0.3162\text{ V}.

代回可得 A1≈A2≈63.2A_1\approx A_2\approx63.2,總增益約為 4.00×1034.00\times10^3,符合題設。工作點的主要跨導為

gm1=0.6325 mS,gm6=3.162 mS.g_{m1}=0.6325\,\text{mS},\qquad g_{m6}=3.162\,\text{mS}.

若以平方律估算尺寸,L=1 μmL=1\,\mu\text{m} 時,(W/L)1,2=25(W/L)_{1,2}=25、(W/L)3,4=10(W/L)_{3,4}=10、(W/L)5=50(W/L)_5=50、(W/L)6=50(W/L)_6=50、(W/L)7=125(W/L)_7=125。題目未給 IREFI_{REF},因此 M8M_8 的絕對尺寸無法定值;以下 PSRR 依圖中理想參考電流源、匹配元件且忽略體效應計算。

(a) 輸入共模範圍

低端由輸入 PMOS 與二極體接法的 M3M_3 保持飽和所限:

VICM,min⁡=VSS+VGS3−∣VTP∣=−1.65+(0.5+0.3162)−0.5=−1.334 V.V_{ICM,\min} =V_{SS}+V_{GS3}-|V_{TP}| =-1.65+(0.5+0.3162)-0.5 =-1.334\text{ V}.

高端由尾電流源 M5M_5 保持飽和所限:

VICM,max⁡=VDD−∣VTP∣−VOV1−VOV5=1.65−0.5−2(0.3162)=0.518 V.V_{ICM,\max} =V_{DD}-|V_{TP}|-V_{OV1}-V_{OV5} =1.65-0.5-2(0.3162) =0.518\text{ V}.

因此輸入共模範圍為 −1.334 V≤VICM≤0.518 V-1.334\text{ V}\le V_{ICM}\le0.518\text{ V}。

(b) 最大輸出擺幅

輸出低端須讓 M6M_6 保持飽和;高端須讓 M7M_7 保持飽和:

VSS+VOV6≤Vo≤VDD−VOV7,V_{SS}+V_{OV6}\le V_o\le V_{DD}-V_{OV7}, −1.65+0.3162≤Vo≤1.65−0.3162.-1.65+0.3162\le V_o\le1.65-0.3162.

所以輸出範圍約為 −1.334-1.334 V 至 +1.334+1.334 V,最大峰對峰擺幅為 2.6682.668 V。

(c) 輸出電阻 RoR_o

直流下補償電容開路,因此輸出端看到 M6M_6 與 M7M_7 的 ror_o 並聯:

Ro=ro6∥ro7=40 kΩ∥40 kΩ=20 kΩ.R_o=r_{o6}\parallel r_{o7} =40\,\text{k}\Omega\parallel40\,\text{k}\Omega =20\,\text{k}\Omega.

(d) 共模拒斥比 CMRR

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